2本の信号ラインでSPI ADCを制御する

2006.2

2本の信号ラインでSPI ADCを制御する

Dan Meeks　米Texas Instruments社

　最新のマイクロプロセッサやDSP、FPGAは、2つの代表的なインターフェース規格であるSPI（serial-peripheral-interface）およびI²C（inter-integrated-circuit）/SMBusのいずれか、または両方をサポートするハードウエアおよびソフトウエア・リソースを集積している。
　この二線式インターフェース規格は、両方ともいくつかの重大な短所をかかえている。例えば、I²Cのスループット・レートは、標準、高速、超高速モードが、それぞれ、100kビット/秒、400kビット/秒、3.4Mビット/秒となっている。そのため、高速のペリフェラル・データ・コンバータのサンプリング・レートを制限することがある。フレーミングおよびオーバヘッド・ビットを除いて、100kサンプル/秒の12ビットA-Dコンバータは、少なくとも1.2Mビット/秒でデータの転送を行わなければならないが、このレートはI²Cの超高速モードしかサポートしていない。現在、多くのプロセッサやコントローラはI²Cの超高速モードを提供していないので、高速のデータ・コンバータはサポートできないことになる。I²Cの主なメリットの1つは、ホストとターゲットの相互接続の数が削減されることである。2本のワイヤーとグラウンドを用いるだけで、ホスト・コントローラは対象機器にアドレスしてデータを交換できる。
　一方SPIでは、データ、クロック、チップ・セレクトの3本のワイヤーに加え、グラウンドを必要とする。多数のSPI対象機器がデータとクロック信号を共用できるが、各機器はそれ自身の専用のチップ・セレクト信号を必要とする。
　より高いサンプリング・レートおよび分解能に対する果てしない要求の下で、スピードの制約からI²Cは用途がいくつかのアプリケーションに限られ、SPIを選択せざるを得ない場合がある。しかし、SPIではホスト・コントローラにI/O端子を1本追加する必要がある。余分の端子は無いが、高速のSPIバス・コンバータを必要とするアプリケーションの場合には、図1の手法が有効である。

図1　2個のインバータと数個の部品を使ってSPI A-Dコンバータのチップ・セレクト信号を補完できる。

　例えば、米Texas Instruments社の「ADS7816」は、サンプリング・レート200kサンプル/秒、分解能12ビットのA-Dコンバータで、200kサンプル/秒のレートで連続的にサンプリングするためには、3Mサンプル/秒のビット・レートを必要とする＊1）。ADS7816はCS（チップ・セレクト）端子をロー（イネーブル）にすると、変換処理を開始する。
　ハイに固定されていたクロック信号がローに変化すると、CSはローに切り替わり、データ変換処理を開始する。CS端子は、データ転送の間ピーク検出器（D₁と、R₁、C₁）の時定数によってローに固定され、クロック信号が1クロック・サイクル以上ハイに留まることで、ハイに移行する（図2）。

図2　SPIクロック信号（一番上）の入力によって、クロックのピーク検出器（図1A点の波形）がチップ・セレクト端子への信号（下から2番目）を生成する。IC₂は、このCS端子への信号とクロック信号によってA-D変換を実行し、データ（1番下）を生成する。

　クロック信号は、データ変換の終了と同時にハイになる。それに従ってCSもハイに切り替わるのだが、そのためにはC₁は変換処理が終わり次第放電しなければならない。マイクロコントローラはC₁が完全に放電するまで次の変換処理を開始できない。
　R₁とC₁を注意深く選べば、放電期間を3クロック・サイクルまで抑えられる。時定数を設定する際には、次のクロック・パルスによるコンデンサの電圧の放電が完了するまではC₁の電圧をインバータIC_1Bの入力閾（しきい）値以上に保たなければならない。C₁の再充電時間はインバータIC_1Aの出力電圧と電流能力により決まり、放電時間はR₁とIC_1Bの入力インピーダンスによって決まる。
　堅固な設計を実現するには、ロジック入力および出力の閾値などのばらつきに加え、各部品の信頼性、耐性や温度係数に関しても綿密に検討する必要がある。

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＊1）
ADS7816データシートhttp://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/ads7816.html

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